Вести - Преглед на метаматеријални антени за пренос на далноводи

I. Вовед
Метаматеријалите најдобро може да се опишат како вештачки дизајнирани структури за производство на одредени електромагнетни својства кои природно не постојат. Метаматеријалите со негативна диелектрична константа и негативна пропустливост се нарекуваат левораки метаматеријали (LHM). LHM се опширно проучувани во научните и инженерските заедници. Во 2003 година, LHM беа именувани за еден од десетте најдобри научни откритија на современата ера од страна на списанието Science. Развиени се нови апликации, концепти и уреди со искористување на уникатните својства на LHM. Пристапот со преносна линија (TL) е ефикасен метод на дизајнирање кој може да ги анализира и принципите на LHM. Во споредба со традиционалните TL, најзначајната карактеристика на метаматеријалните TL е контролабилноста на TL параметрите (константа на пропагација) и карактеристичната импеданса. Контролливоста на метаматеријалните TL параметри дава нови идеи за дизајнирање антенски структури со покомпактна големина, повисоки перформанси и нови функции. Слика 1 (а), (б) и (в) ги прикажуваат моделите на кола без загуби на чисто деснорак далновод (PRH), чисто леворак далновод (PLH) и композит лево-десно далновод (CRLH), соодветно. Како што е прикажано на Слика 1 (а), моделот на еквивалентно коло PRH TL обично е комбинација од сериска индуктивност и шунт капацитивност. Како што е прикажано на Слика 1 (б), моделот на коло PLH TL е комбинација од шунт индуктивност и сериски капацитивност. Во практични апликации, не е изводливо да се имплементира PLH коло. Ова се должи на неизбежните паразитски ефекти на сериска индуктивност и шунт капацитивност. Затоа, карактеристиките на леворакиот далновод што можат да се реализираат во моментов се сите композитни левораки и десни структури, како што е прикажано на Слика 1 (в).

Слика 1 Различни модели на кола на далноводи

Константата на пропагација (γ) на далноводот (TL) се пресметува како: γ=α+jβ=Sqrt(ZY), каде што Y и Z претставуваат адмитанса и импеданса соодветно. Земајќи го предвид CRLH-TL, Z и Y може да се изразат како:

Еднообразен CRLH TL ќе го има следниот однос на дисперзија:

Фазната константа β може да биде чисто реален број или чисто имагинарен број. Ако β е целосно реален во рамките на фреквенцискиот опсег, постои опсег на пропуштање во рамките на фреквенцискиот опсег поради условот γ=jβ. Од друга страна, ако β е чисто имагинарен број во рамките на фреквенцискиот опсег, постои опсег на запирање во рамките на фреквенцискиот опсег поради условот γ=α. Овој опсег на запирање е уникатен за CRLH-TL и не постои во PRH-TL или PLH-TL. Сликите 2 (a), (b) и (c) ги прикажуваат кривите на дисперзија (т.е. односот ω - β) на PRH-TL, PLH-TL и CRLH-TL, соодветно. Врз основа на кривите на дисперзија, групната брзина (vg=∂ω/∂β) и фазната брзина (vp=ω/β) на далноводот може да се изведат и проценат. За PRH-TL, од кривата може да се заклучи и дека vg и vp се паралелни (т.е. vpvg>0). За PLH-TL, кривата покажува дека vg и vp не се паралелни (т.е. vpvg <0). Кривата на дисперзија на CRLH-TL, исто така, покажува постоење на LH регион (т.е. vpvg < 0) и RH регион (т.е. vpvg > 0). Како што може да се види од Слика 2(c), за CRLH-TL, ако γ е чист реален број, постои стоп-зона.

Слика 2 Криви на дисперзија на различни далноводи

Обично, сериските и паралелните резонанции на CRLH-TL се различни, што се нарекува неурамнотежена состојба. Меѓутоа, кога сериските и паралелните резонантни фреквенции се исти, тоа се нарекува балансирана состојба, а добиениот поедноставен еквивалентен модел на коло е прикажан на Слика 3(а).

Слика 3 Модел на коло и крива на дисперзија на композитен левонасочен далновод

Со зголемувањето на фреквенцијата, карактеристиките на дисперзија на CRLH-TL постепено се зголемуваат. Ова е затоа што фазната брзина (т.е. vp=ω/β) станува сè повеќе зависна од фреквенцијата. На ниски фреквенции, CRLH-TL е доминиран од LH, додека на високи фреквенции, CRLH-TL е доминиран од RH. Ова ја отсликува двојната природа на CRLH-TL. Дијаграмот на дисперзија на рамнотежа на CRLH-TL е прикажан на Слика 3(б). Како што е прикажано на Слика 3(б), преминот од LH во RH се случува при:

Каде што ω0 е фреквенцијата на транзиција. Затоа, во избалансираниот случај, се случува мазен премин од LH во RH бидејќи γ е чисто имагинарен број. Затоа, не постои стоп-зона за избалансираната CRLH-TL дисперзија. Иако β е нула на ω0 (бесконечно во однос на водената бранова должина, т.е. λg=2π/|β|), бранот сè уште се шири бидејќи vg на ω0 не е нула. Слично, на ω0, фазното поместување е нула за TL со должина d (т.е. φ= - βd=0). Фазното напредување (т.е. φ>0) се јавува во LH фреквентниот опсег (т.е. ω<ω0), а фазното забавување (т.е. φ<0) се јавува во RH фреквентниот опсег (т.е. ω>ω0). За CRLH TL, карактеристичната импеданса е опишана на следниов начин:

Каде што ZL и ZR се импедансите на PLH и PRH, соодветно. За неурамнотежениот случај, карактеристичната импеданса зависи од фреквенцијата. Горенаведената равенка покажува дека балансираниот случај е независен од фреквенцијата, па затоа може да има широко совпаѓање на пропусниот опсег. TL равенката добиена погоре е слична на конститутивните параметри што го дефинираат CRLH материјалот. Константата на пропагација на TL е γ=jβ=Sqrt(ZY). Со оглед на константата на пропагација на материјалот (β=ω x Sqrt(εμ)), може да се добие следната равенка:

Слично на тоа, карактеристичната импеданса на TL, т.е. Z0=Sqrt(ZY), е слична на карактеристичната импеданса на материјалот, т.е. η=Sqrt(μ/ε), која се изразува како:

Индексот на прекршување на избалансиран и неурамнотежен CRLH-TL (т.е. n = cβ/ω) е прикажан на Слика 4. На Слика 4, индексот на прекршување на CRLH-TL во неговиот LH опсег е негативен, а индексот на прекршување во неговиот RH опсег е позитивен.

Сл. 4 Типични индекси на прекршување на избалансирани и неурамнотежени CRLH TLs.

1. LC мрежа
Со каскадирање на LC ќелиите со пропусен опсег прикажани на Слика 5(a), типичен CRLH-TL со ефективна униформност на должина d може да се конструира периодично или непериодично. Општо земено, за да се обезбеди практичноста на пресметката и производството на CRLH-TL, колото треба да биде периодично. Во споредба со моделот на Слика 1(c), ќелијата на колото на Слика 5(a) нема големина и физичката должина е бесконечно мала (т.е. Δz во метри). Со оглед на нејзината електрична должина θ=Δφ (rad), може да се изрази фазата на LC ќелијата. Сепак, за да се реализира применетата индуктивност и капацитивност, треба да се утврди физичка должина p. Изборот на технологијата на примена (како што се микролента, копланарен брановод, компоненти за површинска монтажа итн.) ќе влијае на физичката големина на LC ќелијата. LC ќелијата на Слика 5(a) е слична на инкременталниот модел на Слика 1(c), а нејзината граница p=Δz→0. Според условот за униформност p→0 на Слика 5(b), може да се конструира TL (со каскадни LC ќелии) што е еквивалентно на идеално униформен CRLH-TL со должина d, така што TL изгледа униформно на електромагнетните бранови.

Слика 5 CRLH TL базиран на LC мрежа.

За LC ќелијата, земајќи ги предвид периодичните гранични услови (PBCs) слични на теоремата Блох-Флоке, односот на дисперзија на LC ќелијата е докажан и изразен на следниов начин:

Сериската импеданса (Z) и адмитансата на шунтот (Y) на LC ќелијата се определуваат со следните равенки:

Бидејќи електричната должина на единечното LC коло е многу мала, Тејлоровата апроксимација може да се користи за да се добие:

2. Физичка имплементација
Во претходниот дел беше дискутирана LC мрежата за генерирање CRLH-TL. Ваквите LC мрежи можат да се реализираат само со усвојување на физички компоненти кои можат да го произведат потребниот капацитет (CR и CL) и индуктивност (LR и LL). Во последниве години, примената на компоненти на чипови со технологија за површинска монтажа (SMT) или дистрибуирани компоненти привлече голем интерес. Микролети, ленти, копланарни брановоди или други слични технологии може да се користат за реализација на дистрибуирани компоненти. Постојат многу фактори што треба да се земат предвид при изборот на SMT чипови или дистрибуирани компоненти. CRLH структурите базирани на SMT се почести и полесни за имплементација во однос на анализата и дизајнот. Ова е поради достапноста на готови SMT компоненти на чип, кои не бараат ремоделирање и производство во споредба со дистрибуираните компоненти. Сепак, достапноста на SMT компоненти е расфрлана и тие обично работат само на ниски фреквенции (т.е. 3-6 GHz). Затоа, CRLH структурите базирани на SMT имаат ограничени опсези на оперативни фреквенции и специфични фазни карактеристики. На пример, во апликациите за зрачење, компонентите на SMT чип може да не бидат изводливи. Слика 6 прикажува дистрибуирана структура базирана на CRLH-TL. Структурата е реализирана со меѓудигитални капацитивност и линии за краток спој, формирајќи ја сериската капацитивност CL и паралелната индуктивност LL на LH соодветно. Капацитетот помеѓу линијата и GND се претпоставува дека е RH капацитивност CR, а индуктивноста генерирана од магнетниот флукс формиран од протокот на струја во меѓудигиталната структура се претпоставува дека е RH индуктивност LR.